低剖面天线的研究与设计

WARNING

前言

说实话本科毕业设计并没有让我投入多少时间精力。
简单学习HFSS后，对照老师论文《基于高输入阻抗偶极子的低剖面宽带双极化基站天线》中的思路和建模，建立天线参数化模型；让Gemini根据公式写Matlab代码算大致尺寸；接下来就是无聊的仿真和调参；调的差不多了让AI根据Latex模板写论文。
花在设计工作、论文撰写修改、整理材料方面的时间大概是1:2:4；我写的prompt字数 $\lt$ 自己动手修改论文字数 $\ll$ AI生成字数。

作为一篇本科生生产的“学术”垃圾，它是远远撑不起30余页的正文的；我老师和博士生的原论文也才十几页纸，参阅的许多外文文献仅四页纸。我看四页纸就能讲清楚了。本科毕设论文非要一万五千字起步，答辩组老师还嫌我水的少。

本来不想搬这东西到博客，想了想很久没更新，也不知道写什么——好歹写点什么罢，一篇毕设论文作为本科四年的注脚，还是值得一水的。
让AI将Latex项目转化成Markdown格式，自己通读一遍改了许多格式问题。用Markdown写成Latex原版是不可能了，凑合看吧（估计也没人看）；权当中文语料库的养料，往后AI水毕设就是常态了。
**Warning: **因为主题CSS问题，本文中含有’\tag{}‘编号的公式被错误渲染，该问题将在主题更新后修复。

希望教育早日摆脱形式，学术早日摆脱注水，学界早日摆脱“帽子”。

致谢(?)

• 感谢室友们陪我夸方打游戏。
• 感谢钱班同学们营造的良好学习氛围（期末）。
• 感谢老朋友们与我书信往来。
• 感谢饭搭子们陪我胡吃海喝。
• 感谢Ham带我玩业余无线电。
• 感谢以松泽哥为首的计科哥们教我计算机知识。
• 感谢因博客认识的朋友们为我的生活带来小惊喜。
• 感谢同州水盆羊肉；感谢大小学习巷烧烤；感谢韩式烤肉；感谢重庆火锅。
• 感谢渝香源、小东北、小码头、小四川、小碗菜、膳当家。
• 感谢蔚蓝档案、鸣潮、杀戮尖塔、CS2、战地风云、纪念碑谷、奥日、泰坦陨落、地平线、GBFR、Eden*、去月球、苍之彼方的四重奏、美少女万华镜、拔作岛、真愿朦幻馆、Re:Lief、爱上火车、猫娘乐园、逆转裁判……
• 感谢刘慈欣、何夕、王晋康、苏轼、史铁生、鲁迅、毛润之、凡尔纳、奥斯特洛夫斯基、海明威、高尔基、马尔克斯、马克思、恩格斯、村上春树、川端康成、朱自清、戴望舒、郁达夫、闻一多、林徽因……
• 感谢Gemini、Deepseek、ChatGPT、VS Code、GitHub、Obsidian、嘉立创、ANSYS、MATLAB、Origin、Vercel、Cloudflare、Gravatar，A处就不感谢了。
• 感谢Sci-Hub、Z-Library、Anna’s Archive、中马库、动漫花园、VCB-Studio、睿思论坛、睿思PT、画本的和不画本的画师、为爱发电的汉化组……

中文摘要

针对5G基站天线小型化的需求，本文设计了一款覆盖N77/N78频段（3.3–4.0 GHz）的低剖面宽带双极化基站天线。该天线由两个 $\pm45^\circ$ 正交放置的矩形偶极子构成。为解决天线低剖面引起的阻抗失配问题，在辐射臂末端引入窄微带线，并通过金属化通孔连接介质板上下层，构造等效“折叠偶极子”结构以大幅提升输入阻抗。此外，通过增大偶极子宽度激发出第二谐振点，有效拓宽了工作频带。HFSS软件仿真结果表明，该天线剖面高度仅为0.11个中心波长（约9.2 mm），在目标频段内实现了良好的阻抗匹配（VSWR $<2$，$\left| S_{11} \right| <-10$ dB），并获得了稳定的定向辐射方向图及极高的双极化端口隔离度。该设计结构简单、剖面极低，为5G基站天线的小型化提供了有效方案。

Abstract

To meet the miniaturization requirements of 5G base station antennas, this thesis designs a low-profile, wideband, and dual-polarized antenna covering the N77/N78 bands (3.3–4.0 GHz). The antenna consists of two orthogonal rectangular dipoles placed at $\pm45^\circ$. To solve the impedance mismatch caused by the extremely low profile, narrow microstrip lines and metallized vias are introduced at the ends of the radiating arms to connect the upper and lower layers of the substrate. This forms an equivalent “folded dipole” structure to significantly enhance the input impedance. Additionally, increasing the dipole width excites a second resonance, which effectively broadens the operating bandwidth. HFSS simulations demonstrate that with a profile height of only 0.11 central wavelength (about 9.2 mm), the antenna achieves good impedance matching (VSWR $<2$, $\left| S_{11} \right| <-10$ dB) in the 3.3–4.0 GHz band. It also exhibits stable directional radiation patterns and high isolation between the two polarization ports. With its simple structure and extremely low profile, this design provides an effective solution for the miniaturization of 5G base station antennas.

第一章 绪论

研究背景与意义

随着移动通信技术向5G及未来更高阶系统的持续演进，无线通信网络对基站天线的性能与形态提出了更为严苛的要求。在现代复杂的城市建筑环境与高密度的微基站布设场景中，天线设备的小型化、低剖面化和隐蔽化已成为不可逆转的趋势。

在传统的基站天线设计中，为了确保主辐射方向上获得最大的增益与良好的阻抗匹配，通常依据经典天线理论，要求偶极子辐射体与底部金属反射板之间的距离保持在四分之一波长（$0.25\lambda$）左右[1]。然而，这一经典物理原理的限制导致传统基站天线剖面较高、设备体积笨重且风阻大。这不仅增加了基站塔杆的机械负载，极大地增加了选址与共形安装的难度，也难以满足微基站隐蔽式封装的需求。为了加速天线小型化研发，目前学术界与工业界广泛采用高频结构仿真软件（如Ansys HFSS）进行三维全波电磁场建模与参数优化[2]。近年来，基于高输入阻抗偶极子机制的低剖面宽带双极化基站天线展现出了巨大的工程应用潜力，为天线小型化提供了新思路[3]。

因此，本课题旨在打破传统基站天线 $\lambda/4$ 的高度限制，研究并设计一款覆盖5G核心主流频段（N77/N78频段，即 3.3 GHz - 4.0 GHz）的超低剖面、宽频带、双极化基站天线。

国内外研究现状与发展趋势

宽带多频与双极化天线技术

在现代基站应用中，实现宽频带与双极化辐射是提升信道容量与抗多径衰落能力的关键。在拓宽天线频带与实现极化分集方面，前人进行了大量探索。陈盛嘉等人提出了一种基于交叉偶极子实现双线极化的方案，通过在八边形环内部加载寄生枝节引入新谐振点，其优点是结构紧凑、相对带宽达到了125% 且定向辐射性能良好[4]。但其缺点是天线高度达到50mm，在低频段剖面仍然较高，不符合微基站严格的隐蔽安装要求。祝聪聪等人设计了一款面向5G微基站的双频双极化电磁偶极子天线，利用H形缝隙与具有电容特性的圆形寄生贴片独立调控高低频段[5]。该设计的优势在于带宽覆盖完整且双频段内隔离度高（>25dB）；但劣势在于采用了复杂的盒状金属反射板及多层寄生结构，增加了工艺成本，且整体剖面厚度（约25mm以上）依然偏大。X. Liu等人提出了一种基于电磁透明（EMT）天线的双频双极化交错阵列，利用巴伦结构与等效分布式电感控制阻抗匹配[6]。该方案的优点是无需昂贵的超表面即可解决共径阵列的互耦问题并保持高增益，但其重点在于车载系统阵列解耦，单体天线并未实现极致的低剖面特性。

低剖面天线的实现路径

当传统水平偶极子极度贴近金属反射板时，由于镜像电流的反相作用，天线端口的辐射电阻会急剧下降，导致严重的阻抗失配及辐射效率恶化。为了突破这一高度限制，前人的研究主要集中在以下几条路径：

（1）基于高输入阻抗的结构演变： 为直接补偿高度降低引起的阻抗暴跌，H. Huang等提出采用半尺寸全波偶极子替代半波偶极子的新方法[7]。该方案的优点是利用全波偶极子自身的高输入阻抗特性，在缩小横向物理尺寸的同时成功将天线架设高度压缩至 $0.05\lambda_0$；然而其缺点在于，这种特定的拓扑结构通常只能实现单向的单线极化辐射，难以直接拓展为 5G 基站亟需的正交双极化设计。随后，Y. Liu等利用高输入阻抗的折叠偶极子作为辐射器，成功设计了一款超低剖面的单向辐射天线[8]。其优势在于通过折叠结构有效抵消了贴近金属板引起的阻抗失配，但受限于极化拓扑，仍未能彻底解决极低剖面与双通道极化分集之间的物理矛盾。

（2）引入人工磁导体（AMC）与超表面结构： 1999年，D. Sievenpiper等人首次提出了高阻抗表面（HIS）的概念，利用周期性结构模拟人工磁导体特性，使得电磁波在该表面反射时拥有禁带特征，并在特定频段内提供 $0^\circ$ 反射相位[9]。此后，这一理念被广泛应用于压缩天线剖面高度，成为低剖面设计的重大理论突破。然而，典型的蘑菇状 AMC 结构严重依赖金属化过孔，当天线近场与其强耦合时，极易在高频下引发强烈的寄生电流，进而带来不可忽视的欧姆损耗与介质损耗，降低天线整体的辐射效率。

（3）磁电偶极子与介质谐振技术： L. Siu等人在介质加载的基础上设计了双极化磁电偶极子天线[10]。该设计巧妙结合了电偶极子与磁偶极子（短路贴片）的互补特性，优点是获得了极佳的带宽覆盖、低交叉极化以及高度对称的方向图；但缺点是高介电常数材料的加载不可避免地增加了天线整体的重量与制造成本，且其剖面高度（约 $0.15\lambda$）距离微基站所需的极致低剖面仍有差距。另外，J. B. Yan等将介质谐振器天线（DRA）应用于LTE毫微微蜂窝基站的MIMO系统设计中[11]。DRA 的优势在于高频下无金属欧姆损耗且辐射效率高，但体积较大的三维立体介质块在与高度扁平化的基站外壳进行共形集成时，存在明显的几何空间冲突。

（4）交叉折叠偶极子与多模谐振技术： 在拓宽低剖面天线频带方面，D. Su等较早提出使用交叉对折叠偶极子构建宽带极化分集天线[12]。折叠偶极子能够成倍提升输入阻抗从而实现宽带匹配，但其复杂的双同轴线正交馈电结构在极小的剖面高度内极易发生物理干涉。随后，Y. Cui等提出了一种全平面的宽带双极化天线，适应了2G/3G/LTE的多频段需求[13]。其全平面结构极大降低了PCB加工成本并维持了高隔离度，但其阻抗匹配机制使得反射板距离依然需要维持在较高水平（约 $0.2\lambda$），未能在剖面压缩上取得实质性突破。为了进一步激发多模谐振，D. Z. Zheng等通过在原辐射器中嵌入环状结构，成功实现了 $\pm45^\circ$ 多模宽带双极化天线[14]。该方案在尺寸极其紧凑（$0.385\lambda_0 \times 0.385\lambda_0$）的前提下实现了 51%的阻抗带宽，但多模谐振系统对天线周围的电磁边界极其敏感，当剖面极度压缩时，近场容抗激增极易导致谐振点偏移或带宽骤缩；R. Wu等则利用加载谐振器大幅改善了阻抗带宽以覆盖LTE700等频段[15]。该设计获得了大于 40 dB 的极高隔离度，但额外的寄生谐振器大幅增加了天线匹配调试的工程复杂度。此外，F. Yang等深入表征了电磁带隙（EBG）接地面在低剖面线天线应用中的反射相位特性[16]。该工作为去除复杂通孔、利用无孔平面超表面进行降剖面提供了理论支撑，但无过孔贴片型 EBG 结构的同相反射带宽通常极其狭窄，难以直接满足现代 5G 通信宽频带的要求。

本文的设想与主要创新点

综合前人研究，多数低剖面天线在追求极低高度时，往往以牺牲带宽、隔离度或增加结构复杂度为代价。结合上述参考文献中的高阻抗补偿与多模谐振原理，本文设想基于等效“折叠偶极子”的阻抗拉升原理与扇形辐射体的高频双谐振特性，设计一款面向 3.3 GHz - 4.0 GHz（5G N77/N78）频段的低剖面双极化基站天线。

本文的主要创新点与设想如下：

（1）扇形辐射臂拓宽频带：摒弃传统的窄条形偶极子，采用扇形贴片作为主辐射体，利用其较大的张角激发出第二谐振点，通过双峰谐振叠加实现宽频带覆盖。

（2）构建等效折叠回路降低剖面：在扇形辐射臂的外侧末端引入延伸的环形窄微带线，并打入金属化通孔，将上、下两层介质板上的正交偶极子进行物理电连接。在仅 $0.11\lambda$ 的极低物理高度内构造折叠回路，利用折叠偶极子成倍放大的输入电阻抵消贴近金属反射板带来的阻抗下降。

（3）高隔离度正交布局：天线采用上下层交叉排列、呈 $\pm45^\circ$ 正交的高度对称布局，双端口独立馈电，在实现空间极化分集的同时，保证极化通道间的高度解耦与纯净的方向图。

本文的组织结构

本文围绕5G低剖面基站天线的研究与设计展开，全文共分为五章，具体安排如下：

• 第一章 绪论：阐述课题研究背景，综述低剖面与双极化天线的国内外研究现状，明确研究目标与创新点。
• 第二章 天线基本理论与低剖面设计原理：介绍天线核心参数，剖析天线贴近金属板时的阻抗恶化机理，并推导等效折叠偶极子的阻抗补偿模型。
• 第三章 天线结构设计与参数优化：基于HFSS软件完成交叉扇形偶极子的物理建模，通过参数化扫描（如张角、臂间距、微带长度等）精细调控谐振频率与阻抗虚部，锁定全局最优尺寸。
• 第四章 仿真与测试结果分析：提取优化后天线的 S 参数、Z 参数及二维/三维辐射方向图，全面验证其在目标频段内的驻波比、隔离度及增益性能。
• 第五章 未来展望与总结：总结为进一步降低天线剖面所做的探索，详细分析引入人工磁导体（AMC）与双折合振子结构的可行性与困难，并据此提出采用低损耗高频板材、超表面集成等未来优化方向。对全文研究工作进行概括性总结，客观评价探索性工作，并对本次毕业设计过程进行总体回顾。

第二章 天线基本理论与低剖面设计原理

本章将系统地论述天线辐射的基本电磁学原理以及衡量天线性能的核心电参数，并在此基础上，深层剖析天线在贴近金属反射板时由于镜像效应导致的输入阻抗恶化机理。最后，结合理论推导，阐明本文所采用的基于等效折叠偶极子的高输入阻抗补偿技术，为低剖面基站天线的设计提供坚实的理论支撑。

天线辐射基本理论

在无线通信系统中，天线是连接有线设备与无垠空间的桥梁，其本质上是一个将传输线中的高频导行电磁波转化为自由空间中的无界电磁波（发射），或将空间电磁波转换为导行电磁波（接收）的能量转换装置[1]。天线的辐射特性完全遵循经典电磁场理论。

麦克斯韦方程组与电磁辐射机理

电磁场理论的核心是麦克斯韦方程组（Maxwell’s Equations），它精确描述了空间中电场与磁场之间、以及场与源（电荷与电流）之间的普遍相互作用规律。在各向同性的线性媒质中，假设场源以角频率 $\omega$ 随时间作简谐振荡（即 $e^{j\omega t}$ 时间因子），其复数形式的麦克斯韦旋度方程可表示为：

$$ \nabla \times \boldsymbol{H} = \boldsymbol{J} + j\omega\varepsilon \boldsymbol{E} \tag{2.1} $$$$ \nabla \times \boldsymbol{E} = -j\omega\mu \boldsymbol{H} \tag{2.2} $$

式中，$\boldsymbol{E}$ 和 $\boldsymbol{H}$ 分别为电场强度矢量与磁场强度矢量；$\boldsymbol{J}$ 为体电流密度矢量；$\varepsilon$ 和 $\mu$ 分别为媒质的介电常数与磁导率。上述方程表明，交变的电场能够产生磁场，而交变的磁场又能产生电场，二者相互激发从而在空间中形成向外传播的电磁波。

从物理机理上探究，并非所有的电流都能产生辐射。根据 J. D. Kraus 在《天线》一书中的经典论述，天线辐射的基本机理是：辐射是由加速（或减速）的电荷产生的[1]。时变电流本质上正是由运动速度发生改变的电荷构成的，其基本辐射方程可简述为：

$$ I L = Q \dot{v} \tag{2.3} $$

式中，$I$ 为时变电流；$L$ 为电流元的长度；$Q$ 为电荷量；$\dot{v}$ 为电荷的加速度（速度的时间变化率）。该公式揭示了，辐射的主方向垂直于电荷加速度的方向，且辐射功率正比于电荷加速度的平方。这一基础理论解释了为何高频振荡电流（存在极大的加速度）能够高效地向空间辐射能量。

理想电基本振子与半波偶极子

为了定量分析天线的辐射场，通常引入“电基本振子”（Hertzian Dipole，又称电流元）这一理想化模型。电基本振子是一段长度 $l \ll \lambda$（$\lambda$ 为工作波长）、半径 $a \ll l$ 且其上载有等幅同相高频电流 $I$ 的极短理想导线。

将电基本振子置于球坐标系原点并沿 $z$ 轴放置。通过引入矢量磁位 $\boldsymbol{A}$ 并应用洛伦兹规范，可求解出电基本振子在远场区（$r \gg \lambda$ 且 $kr \gg 1$）的辐射场。在远场区，电场和磁场仅存在相互垂直的横向分量，且与传播方向正交，构成标准的横电磁波（TEM波），其表达式为[1]：

$$ E_\theta = j\eta \frac{I l}{2\lambda r} \sin\theta e^{-jkr} \tag{2.4} $$$$ H_\varphi = \frac{E_\theta}{\eta} = j \frac{I l}{2\lambda r} \sin\theta e^{-jkr} \tag{2.5} $$

式中，$k = 2\pi/\lambda$ 为自由空间的波数；$\eta = \sqrt{\mu_0/\varepsilon_0} \approx 120\pi \approx 377\ \Omega$ 为自由空间的本征波阻抗。

通过对包含电基本振子的大球面上的复坡印廷矢量（Poynting Vector）进行积分，可求得其向空间辐射的总功率 $P_r$。若假设天线的全辐射功率被一个等效的虚拟电阻所消耗，该电阻即称为辐射电阻 $R_r$。电基本振子的辐射电阻公式为[1]：

$$ R_r = 80\pi^2 \left( \frac{l}{\lambda} \right)^2 \ (\Omega) \tag{2.6} $$

由于 $l \ll \lambda$，电基本振子的辐射电阻极小，通常只有零点几欧姆，这意味着其辐射效率极低，难以直接作为工程天线使用。

在实际基站天线工程中，最常用的是将短振子延伸至谐振长度的半波对称振子（Half-wave Dipole，$2l = \lambda/2$）。由于天线长度不再远小于波长，其上的电流不再是等幅分布，而是近似呈正弦驻波分布，末端电流为零，中心处电流最大。通过对半波对称振子上无数个电基本振子的辐射场进行微积分叠加，可求得其在远区的主辐射场。在忽略欧姆损耗的理想情况下，中心馈电的细线半波偶极子的输入辐射电阻约为[1]：

$$ R_r \approx 73\ \Omega \tag{2.7} $$

半波偶极子的 $73\ \Omega$ 纯电阻特性使其能够极为方便地与 $50\ \Omega$ 或 $75\ \Omega$ 的射频同轴系统实现良好的阻抗匹配。本文所研究的基站天线，其核心辐射体正是由两个正交放置的半波偶极子（演变为扇形或矩形面）衍生而来的。然而，当我们将这种完美的半波偶极子极度贴近金属反射板（实现低剖面）时，其输入阻抗将发生剧烈恶化，这将是本章后续探讨的重点。

天线核心性能参数

在评估一款天线是否满足移动通信系统（如5G基站）的实际应用需求时，必须借助一系列核心电磁性能参数进行定量分析。本节将详细阐述天线的阻抗匹配特性、空间辐射特性以及极化与隔离度特性，这些参数是后续低剖面双极化天线设计与优化的理论评价准则。

电压驻波比（VSWR）与回波损耗（RL）

天线在实际工作时通常需要与馈线（如特性阻抗为 $Z_0 = 50\ \Omega$ 的同轴电缆）相连接。当天线的输入阻抗 $Z_{in}$ 与馈线的特性阻抗 $Z_0$ 不相等时，馈线中传输的高频电磁波会在天线端口发生反射。这种反射程度可以用反射系数（Reflection Coefficient） $\Gamma$ 来衡量：

$$ \Gamma = \frac{Z_{in} - Z_0}{Z_{in} + Z_0} \tag{2.8} $$

反射波与入射波在馈线中叠加会形成驻波，驻波波腹电压与波节电压的比值即为电压驻波比（Voltage Standing Wave Ratio, VSWR）：

$$ VSWR = \frac{1 + |\Gamma|}{1 - |\Gamma|} \tag{2.9} $$

VSWR 越接近于 1，说明反射越小，能量传输效率越高。

在微波网络与高频仿真中，通常使用散射参数（S参数）中的 回波损耗（Return Loss） 或输入反射系数 $S_{11}$ 来直观表征阻抗匹配的优劣。$S_{11}$ 的分贝表示形式为：

$$ S_{11} (\text{dB}) = 20 \log_{10} |\Gamma| \tag{2.10} $$

在典型的5G微基站天线工程设计中，通常要求工作频带内的 $\left| S_{11} \right| < -10\ \text{dB}$，等效于 $VSWR < 2.0$，这表明超过 $90\%$ 的功率被天线成功接收并辐射[5]。

输入阻抗（Input Impedance）

天线的输入阻抗 $Z_{in}$ 是从天线馈电端口看进去的等效二端网络阻抗，它是频率的函数，包含实部 $R_{in}$ 和虚部 $X_{in}$：

$$ Z_{in} = R_{in} + jX_{in} = (R_r + R_l) + jX_{in} \tag{2.11} $$

其中，实部 $R_{in}$ 由辐射电阻（Radiation Resistance） $R_r$ 和损耗电阻（Loss Resistance） $R_l$ 两部分组成；虚部 $X_{in}$ 表示天线近场区的无功储能电抗[1]。

对于理想的谐振天线（如处于自然谐振长度的半波偶极子），其输入电抗 $X_{in} \approx 0\ \Omega$，呈现纯阻性。辐射电阻 $R_r$ 是一种等效的“视在”电阻，用来表征天线将导行波能量转化为空间辐射能量的能力；而损耗电阻 $R_l$ 则会导致功率以热能形式耗散。当天线极度贴近金属反射板以追求低剖面时，强烈的互耦效应会导致辐射电阻 $R_r$ 急剧下降，从而引起严重的阻抗失配[7]。

辐射方向图、增益与半功率波瓣宽度（HPBW）

天线辐射到空间中的电磁波并不是均匀分布的，描述天线在空间各方向上辐射特性（如功率通量密度、场强）的图形称为天线方向图（Radiation Pattern）。为了衡量天线将能量集中向特定方向辐射的能力，引入方向性系数（Directivity） $D$。在给定总辐射功率的前提下，方向性系数定义为天线在最大辐射方向上的辐射强度 $U_{max}$ 与平均辐射强度 $U_{av}$ 之比[1]：

$$ D = \frac{U_{max}}{U_{av}} = \frac{4\pi U_{max}}{\iint_{4\pi} U(\theta, \varphi) \sin\theta d\theta d\varphi} \tag{2.12} $$

在实际应用中，由于天线存在欧姆损耗与介质损耗，我们采用增益（Gain） $G$ 来综合考量天线的方向性与能量转换效率。增益定义为方向性系数 $D$ 与天线辐射效率 $\eta_A$ 的乘积：

$$ G = \eta_A D = \left( \frac{R_r}{R_r + R_l} \right) D \tag{2.13} $$

方向图的主瓣宽度是衡量波束汇聚程度的核心几何参数，其中最常用的是半功率波瓣宽度（Half-Power Beamwidth, HPBW）。它指的是在包含最大辐射方向的主平面内，辐射功率密度下降到最大值一半（即场强下降至 $0.707$ 倍或 $-3\ \text{dB}$）的两个方向之间的夹角。在现代移动通信网络中，为了实现扇区（Sector）的有效覆盖与干扰抑制，基站天线在水平面（H面）的半功率波瓣宽度通常被严格要求在 $65^\circ \pm 5^\circ$ 范围内[15]。

极化方式与端口隔离度（Isolation）

天线极化（Polarization）是指天线在最大辐射方向上，其远区电场矢量端点随时间运动的轨迹。根据轨迹形状，电磁波极化可分为线极化、圆极化和椭圆极化。

在现代基站天线设计中，为了利用空间多径效应并对抗极化衰落，通常不使用单一的水平或垂直线极化，而是采用两副极化方向相互正交的辐射器组成的双极化天线（Dual-polarized Antenna）。典型的5G基站天线多采用 $\pm 45^\circ$ 的倾斜交叉线极化结构，这种对称布局不仅能提供出色的极化分集增益（Diversity Gain），还能确保两个通道的辐射方向图高度一致[3]。

对于双极化基站天线而言，除了考量单个端口的阻抗匹配，还必须极其关注两个极化端口之间的相互耦合程度，即端口隔离度（Port Isolation）。在 S 参数矩阵中，隔离度用传输系数 $\left| S_{21} \right|$（或 $\left| S_{12} \right|$）的负值来表示。较低的 $\left| S_{21} \right|$ 意味着当一个端口馈电时，泄露到另一个端口的能量极小，极化通道之间互不干扰。为了确保MIMO系统的信道容量和通信质量，高质量的微基站天线在工作频带内的隔离度通常要求大于 $30\ \text{dB}$ [6]。

基站天线低剖面化技术机理

在现代5G微基站应用中，将天线的高度（剖面）压缩至极致是实现设备隐蔽化与小型化的核心诉求。然而，从经典天线电磁理论来看，天线剖面的降低不可避免地会带来阻抗失配与辐射效率的急剧恶化。本节将从镜像理论出发，剖析传统基站天线存在 $\lambda/4$ 剖面限制的物理根源，并详细推导本文所采用的基于等效折叠偶极子的高输入阻抗补偿机理。

镜像理论与传统四分之一波长剖面限制

基站天线通常需要具备单向辐射特性，因此普遍将偶极子辐射体平行放置于金属反射板（理想电导体，PEC）的前方。根据电磁学中的边界条件与镜像理论（Image Theory），位于无限大理想导电平面上方高度为 $h$ 处的水平偶极子，其在空间中产生的辐射场等效于该偶极子与其在接地面下方深 $h$ 处的“镜像偶极子”共同作用的场[1]。由于边界条件的限制（切向电场为零），镜像偶极子上的电流与原水平偶极子上的电流等幅反相。

设自由空间中原偶极子产生的场为 $E_0$，根据二元阵列的叠加原理，空间远区总辐射电场 $E_{total}$ 可以表示为：

$$ E_{total} = E_0 \cdot \left| e^{jkh\cos\theta} - e^{-jkh\cos\theta} \right| = 2 E_0 \left| \sin(kh\cos\theta) \right| \tag{2.14} $$

其中，$k = 2\pi/\lambda$ 为自由空间波数，$\theta$ 为远场观察点偏离垂直于接地面法线方向的天顶角。

为了在垂直于金属反射板的法线方向（即 $\theta = 0^\circ$ 的主辐射方向）上获得最大的辐射增益，必须满足：

$$ \sin(kh) = \sin\left(\frac{2\pi}{\lambda} h\right) = 1 \tag{2.15} $$

由此解得天线距离反射板的最佳架设高度为：

$$ h = \frac{\lambda}{4} + n\frac{\lambda}{2} \quad (n=0, 1, 2, \dots) \tag{2.16} $$

取最小正值，即 $h = \lambda/4$。这便是传统基站天线必须保持四分之一波长剖面高度的物理根源。如果强行压缩天线高度使其远小于 $\lambda/4$，不仅会导致主辐射方向上的增益大幅下降，还会引发严重的输入阻抗问题。

贴近金属反射板时的输入阻抗恶化分析

当基站天线的剖面高度极低（如 $h \le 0.1\lambda$）时，天线系统的等效模型即为两根间距极小（$d = 2h$）且电流反相平行的偶极子端射阵列。根据相控阵互耦合理论，该水平天线的激励点输入阻抗 $Z_{in}$ 可由自阻抗 $Z_{11}$ 与互阻抗 $Z_{12}$ 共同决定[1]：

$$ Z_{in} = \frac{V_1}{I_1} = Z_{11} - Z_{12} = (R_{11} - R_{12}) + j(X_{11} - X_{12}) \tag{2.17} $$

其中，$R_{11}$ 为偶极子在自由空间中的自电阻（约为 $73\ \Omega$），$R_{12}$ 为其与镜像偶极子之间的互电阻。

随着天线距离反射板的高度 $h$ 趋近于零，互电阻 $R_{12}$ 将迅速增大并无限逼近于自电阻 $R_{11}$。这意味着天线的等效输入辐射电阻 $R_{in} = R_{11} - R_{12}$ 会发生急剧下降，趋近于 $0\ \Omega$ [7]。辐射电阻的暴跌会导致极端的阻抗失配现象——射频能量无法有效注入天线并辐射到空间中，而是主要转化为热量在天线及馈电网络内部耗散。这就是传统半波偶极子在极低剖面下驻波比（VSWR）极度恶化、无法正常工作的原因。

第三章 低剖面宽带双极化基站天线设计

在明确了天线辐射基本理论与等效折叠偶极子的高输入阻抗补偿机理后，本章将详细论述面向 5G N77/N78 频段（3.3 GHz - 4.0 GHz）的低剖面宽带双极化基站天线的具体设计与建模过程。首先给出天线的整体物理结构与 HFSS 仿真模型构建方法，随后深入剖析扇形张角与等效电感结构对双频谐振的调控工作原理，最后通过参数化扫描确定天线的全局最优尺寸。

天线整体结构与模型构建

为了在极严苛的剖面高度下实现宽带与双极化辐射，本文设计的天线摒弃了传统的长条形半波振子，采用了结构高度对称的交叉扇形偶极子，并在辐射臂末端引入了环形窄微带与金属化通孔。在 Ansys HFSS 软件中，通过合理设置材料参数与边界条件，完成了高精度的三维全波电磁场仿真模型构建[2]。

介质基板与金属反射板参数设定

天线的物理支撑与电磁介质环境由双层介质基板与底部金属反射板共同构成。考虑到加工成本与工程普适性，本设计选用标准的 FR4 环氧玻璃纤维板作为介质材料，其相对介电常数设定为 $\varepsilon_r = 4.4$，损耗正切角为 $\tan\delta = 0.02$。

天线的剖面高度是指天线结构在垂直于安装平面（参考地）方向上的物理厚度或几何高度。为了实现极致的低剖面目标，本设计将尼龙支撑柱的高度设定为 $H_{nylon} = 7.2\text{ mm}$ ，天线剖面高度为 $9.2 \text{ mm}$（即中心频率 3.65 GHz 对应的 $0.11\lambda$ 左右）。

• 上层介质板：即图3.1中绿色扁平圆柱体，用于印制交叉扇形偶极子的主体结构。为了避免末端打孔时极其靠近介质板边缘而导致加工断裂及边缘场泄漏效应，上层介质板被故意设计得较大，其半径设定为 $R_{diel2} = 25\text{ mm}$，厚度为 $H_{diel2} = 1.6\text{ mm}$。
• 底部金属反射板：即图3.1中黄色矩形部分，印刷在 $H_{diel1} = 0.4 \text{ mm}$ 介质板上表面，采用理想电导体（Perfect E）边界条件进行模拟，其边长设定为 $100\text{ mm} \times 100\text{ mm}$。足够大的反射板尺寸不仅能有效抑制后向辐射、提高前后比，还能为天线提供稳定的镜像边界条件。

交叉双极化扇形偶极子物理布局$\pm 45^\circ$

为了满足 5G 基站对抗多径衰落的极化分集需求，保证双通道接收到的信号电平基本相等，两个扇形偶极子不能简单地按水平和垂直（$0^\circ$ 和 $90^\circ$）放置，而是必须围绕几何中心严格呈 $\pm 45^\circ$ 交叉对称布局[13]。

在 HFSS 模型构建中，为了防止两个正交的偶极子在几何中心发生物理碰撞与短路，本设计采用了分层印刷的策略：

• 偶极子 1（$-45^\circ$ 极化）：如图3.2(a)棕色部分，印刷在上层介质板的顶面（Top Layer）。其包含两个几何对称的扇形辐射臂，单臂半径为 $R_1$，扇形张角为 $\beta$。两个辐射臂中心留有宽度为 $D_{dipole1}=2.2 \text{ mm}$ 的馈电间隙。
• 偶极子 2（$+45^\circ$ 极化）：如图3.2(a)蓝色部分，印刷在上层介质板的底面（Bottom Layer）。其结构与偶极子 1 相似，单臂半径为 $R_2$，中心馈电间隙为 $D_{dipole2}=3.2 \text{ mm}$。为保证两层天线阻抗特性的高度一致，部分几何参数存在微调差异。

在实际的 HFSS 建模操作中，考虑到印刷在 FR4 板上的铜箔厚度仅为微米级（如 $0.035\text{ mm}$），为了优化网格剖分数量并加快全波求解收敛速度，天线的辐射臂没有采用 3D 圆柱体进行切分构建，而是直接利用二维面（2D Sheet）配合 “画线成面（Cover Lines）” 法精确绘制出张角为 $\beta = 133^\circ$ 的扇形，并统一赋予理想电导体（Perfect E）边界。随后利用软件的整体旋转（Rotate）工具一键设定 $45^\circ$ 倾角，确保了空间几何的正交。

在每个扇形辐射臂的最外侧边缘，顺着圆弧方向延伸出一段宽度为 $D_{microband}=1 \text{ mm}$、张角为 $\alpha = 10^\circ$ 的环形窄微带。在窄微带的末端，通过绘制垂直的圆柱体并赋予金属材质，模拟金属化通孔（Via）（3.2(b)两振子间黄色圆柱体）。这些通孔穿透介质板，将顶层和底层的正交辐射臂在物理上连接起来，从而在 $0.11\lambda$ 的极低高度内构造出了等效的折叠偶极子回路[3]。

馈电网络设计（集总端口等效模型）

在实际的基站天线产品中，通常采用两根非平衡的 50 $\Omega$ 同轴电缆从反射板底部穿入，分别对两路交叉偶极子进行独立馈电。同轴线的外导体（屏蔽层）焊接在一侧辐射臂上，内导体跨过间隙焊接在另一侧辐射臂上。

然而，由于双极化天线在原点处于“十”字交叉状态，直接引入双同轴线实体模型不仅极易造成物理重叠干涉，还会引发 HFSS 网格剖分极其密集、仿真时间呈指数级增加的问题[2]。为了在设计初期高效、准确地验证天线的阻抗与辐射性能，本文在 HFSS 仿真中采用了学术界广泛认可的集总端口（Lumped Port）等效馈电模型：

• 对于顶层的偶极子 1，在中心间隙$D_{dipole1}$ 处绘制一个连接左右两臂的垂直矩形面（图3.2(a)小红色长方形），分配为集总端口 1，其积分线（Integration Line）由一侧辐射臂指向另一侧辐射臂，代表 $-45^\circ$ 的瞬时激励电场方向，参考阻抗设为 $50\ \Omega$。
• 对于底层的偶极子 2，同理在中心间隙 $D_{dipole2}$ 处设置集总端口 2，代表 $+45^\circ$ 极化激励。

这种馈电等效处理方法巧妙避开了双同轴线在空间的几何干涉，同时精准等效了射频电流的注入路径，为后续大量的关键参数扫描与优化迭代奠定了高效的模型基础。

天线工作原理分析

为了在 $0.11\lambda$ 的低剖面高度下实现 3.3-4.0 GHz 频段的宽带阻抗匹配，本文设计在传统半波偶极子的基础上进行了结构演变。本节将结合表面电流的分布路径与等效电路模型，分析扇形辐射臂拓宽频带的物理机理，以及“微带-通孔”结构对低剖面下天线输入阻抗的补偿作用。

引入扇形辐射臂拓宽频带的机理

传统的细条状半波偶极子由于宽度远小于长度，其内部储能较高，品质因数 $Q$ 值较大，且通常只能形成单一路径的谐振，因此其天然阻抗带宽较窄，难以覆盖完整的 5G N77/N78 频段。本设计引入了扇形辐射臂（Fan-shaped Radiating Arm）[3]，其展宽频带的机理主要体现在以下两个方面：

降低天线 $Q$ 值以平滑阻抗曲线。扇形结构呈发散状向外延伸，增加了表面电流的分布面积。根据天线基本理论，辐射体横截面积的增加会降低天线近场区的无功储能，从而降低天线的品质因数 $Q$。由带宽公式 $BW \approx 1/(Q\sqrt{2})$ 可知，$Q$ 值的下降使天线端口输入阻抗随频率变化的剧烈程度减缓，使得史密斯圆图上的阻抗轨迹更加收敛，有利于宽频带内的阻抗匹配[1]。

激发沿宽度方向的高频第二谐振。当扇形贴片的张角 $\beta$ 显著增大（如 $110^\circ$ 左右）时，天线辐射臂的横向宽度与纵向长度相当。此时，天线不仅支持沿着极径（长度）方向的低频谐振模式，还能激发一条沿着扇形弧长（宽度）方向的高频谐振路径[14]。通过合理设计张角 $\beta$，使这两个相邻的谐振频点相互靠近并叠加，即可形成宽阔的连续工作频带。

环形窄微带与金属化通孔的等效电路与折叠机理

当偶极子极度贴近底部金属反射板时，强烈的镜像反相电流会导致天线端口的辐射电阻急剧下降，造成阻抗失配[7]。为了补偿这一容性失配与低电阻问题，本设计在扇形辐射臂最外侧边缘引入了环形窄微带与金属化通孔。这一结构在电磁学上起到了双重调控作用。

一方面，利用折叠机理拉升阻抗实部。金属化通孔（Via）穿透介质基板，将印刷在顶层与底层的十字正交辐射臂在物理上短接。这一构造使原本相互独立的上下层天线臂，在垂直于反射板的空间内形成了一个等效的折叠偶极子回路（Folded Dipole Loop）。根据折叠偶极子的特性，其输入阻抗 $R_{in}$ 与普通偶极子阻抗 $R_{0}$ 的关系满足：

$$ R_{in} = (1 + \frac{Z_2}{Z_1})^2 R_0 \tag{3.1} $$

在本设计中，这种阻抗变换效应补偿了因低剖面而下降的阻抗实部，使端口输入电阻在工作频带内稳定在 $50\ \Omega$ 附近[12]。

另一方面，可以利用等效电感调控阻抗虚部。位于边缘的环形窄微带线宽度 $D_{microband}$ 远小于主辐射体，在微波等效电路中可被视为一段分布电感（Distributed Inductor）[3]。低剖面天线往往呈现强烈的电容性（负虚部），而窄微带提供的等效感抗 $j\omega L$ 恰好补偿了该容抗。通过调节环形微带的张角 $\alpha$ 即可改变电感值，使天线输入阻抗的虚部在目标频段内逼近 $0\ \Omega$，实现谐振匹配。

双频谐振点的激发与电流分布路径分析

通过 HFSS 提取天线在 3.3-4.0 GHz 频段内的表面矢量电流分布，可以直观验证上述机理。在该频段内，天线呈现出低频与高频两个主导谐振点：

在低频谐振点附近（$3.4\text{ GHz}$），天线处于基模谐振。如图3.3(a)，此时表面电流主要从中心馈电端口出发，沿着扇形辐射臂的极径方向（长度方向）向外边缘流动，最后经由窄微带和通孔流向底层。此时天线的等效辐射长度大致等于两个扇形臂的半径之和。

在高频谐振点附近（$3.9\text{ GHz}$），随着波长缩短，电流在高频下产生了新的分布。观察图3.4(b)发现，射频电流大面积地沿着扇形贴片的横向边缘（即弧长宽度方向）发生偏转并形成回路[3]。此时天线的等效谐振长度主要由扇形边缘的弧长以及横向展宽决定。

综上所述，扇形偶极子大张角带来的横向高频电流与极径方向的低频电流共同作用，成功激发了紧密相邻的两个谐振模式。双频谐振的衔接，叠加等效折叠回路对阻抗的拉升作用，最终使本天线在 $0.11\lambda$ 的高度下实现了覆盖 3.3-4.0 GHz 频段的性能。

基于HFSS的关键参数扫描与优化

低剖面基站天线结构中存在多个相互耦合的几何变量，单凭理论解析方法难以直接获得全局最优尺寸。利用 HFSS 高频电磁仿真软件的参数化扫描（Parametric Sweep）功能，采用控制变量法研究单一几何参数对天线谐振频率和阻抗匹配特性的影响规律，是实现天线性能优化的有效工程手段[2]。本节将结合电磁仿真曲线，分析各关键参数对天线电性能的影响机理，并确定最终的参数取值。

剖面高度对输入阻抗的敏感度分析

剖面高度是决定天线能否实现小型化封装的核心指标。在建模仿真早期阶段，首先提取了不同天线高度下的 Z 参数实部与虚部频率响应曲线。阻抗-高度图直观地反映出，当天线剖面高度逐渐被压缩时，端口输入阻抗的实部出现急剧衰减，同时虚部大幅向下偏移，表现出强烈的容性特征。这种阻抗的急剧恶化直接导致 $\left| S_{11} \right|$ 参数曲线在目标频带内大幅上浮，电压驻波比（VSWR）严重变差，天线难以将射频能量有效辐射至自由空间。为了在低剖面限制下重新建立阻抗匹配，必须依靠天线平面结构的参数演变来引入额外的感抗并重新拉升辐射电阻。

扇形贴片张角对双频谐振的调控

扇形辐射臂的张角大小主导了天线的高频谐振特性。在介质基板上，微带结构中的导波波长 $\lambda_g$ 与有效介电常数及导体宽度密切相关，其经验关系式可表示为[3]：

$$ \lambda_g = \frac{\lambda}{\sqrt{\frac{\varepsilon_r+1}{2} + \frac{\varepsilon_r-1}{2} \frac{1}{\sqrt{1+12h/w}}}} \tag{3.2} $$

随着扇形张角的增大，辐射体横向（宽度方向）的物理尺寸达到能够支持高频驻波谐振的电长度，从而激发出新的谐振模式。参数扫描结果表明，当张角较小时，天线仅具备单一基模谐振，阻抗带宽狭窄，无法覆盖 5G N77/N78 频段；持续增大张角会使第二谐振点显现并逐渐向低频方向移动。为使两个相邻谐振点产生的驻波低谷无缝融合以形成宽带响应，综合权衡频带覆盖范围与带内匹配的平坦度，本设计最终选取扇形张角（$\beta$）为 $133^\circ$。

环形窄微带张角对电抗的补偿

为了抵消天线极度贴近底部金属板所带来的强容性失配，辐射臂外侧末端的环形窄微带发挥了等效分布电感的关键作用。微带张角决定了该分布电感的物理总长度，进而直接影响其感抗大小。如图3.6，通过对微带张角进行扫描可以发现，适当增加张角能有效抬升输入阻抗的虚部曲线，使其在整个工作频段内向 $0\ \Omega$ 的纯阻性状态逼近。若张角选取过大，则会引入过量电感，使天线呈现强感性失配。

在多次参数迭代后，选取微带张角（$\alpha$）为 $10^\circ$，此时天线在 3.3-4.0 GHz 频段内的阻抗虚部平稳地围绕 $0\ \Omega$ 微小波动，且阻抗实部被拉升并稳定在 $50\ \Omega$ 附近（图3.5），达到了良好的匹配状态。

偶极子两臂间距的微调效应

偶极子两臂之间的物理间隙不仅为馈电端口提供了连接空间，还影响天线中心区域的互感与互容分布。

在全波仿真中独立调整该参数发现，增大间距会将低频谐振点略微前移，增大阻抗虚部在工作频段内的波动幅度。如图3.8所示，$3.0\text{ mm}$间距的天蓝色线条在工作频段内波动更大，而$1.4\text{ mm}$的红色线平稳但谐振点偏后。

由于上下偶极子间隔$1.6\text{ mm}$介质板，与底部反射器高度不同，为了使双极化端口在电性能上保持高度一致，最终将顶层偶极子1的臂间距（$D_{dipole1}$）设定为 $2.2\text{ mm}$，底层偶极子2的臂间距（$D_{dipole2}$）微调为 $3.2\text{ mm}$，从而确保了两个极化通道均能获得理想的回波损耗与隔离度性能。

本章小结

本章详细论述了面向5G微基站应用（N77/N78频段）的低剖面宽带双极化天线的具体设计过程与参数优化方法。首先，给出了天线的整体物理拓扑结构，包含交叉扇形偶极子、环形窄微带以及金属化通孔，并在HFSS高频电磁仿真软件中利用二维面边界替代实体厚度、集总端口等效替代同轴馈线等工程化建模技巧，构建了高效准确的三维全波电磁场仿真模型。其次，深入剖析了天线的小型化与宽频带工作机理，说明了大张角扇形辐射臂对空间正交双谐振模式的激发作用，并阐明了由微带与通孔构成的等效折叠回路如何通过倍增输入电阻与引入补偿感抗，成功克服了极低剖面条件下的严重阻抗失配难题。最后，借助软件的参数化扫描功能，系统考察了剖面高度、扇形张角、微带张角以及辐射臂间距等核心几何变量对天线阻抗特性与谐振频点的实际影响规律。通过对各关键参数的逐步权衡与微调，最终确定了天线的全局最优几何尺寸。

第四章 天线全波仿真结果与性能分析

本章基于前述理论分析与 HFSS 软件中的三维电磁建模，对优化后的低剖面宽带双极化基站天线进行全波电磁仿真与性能评估。主要从阻抗匹配特性、极化隔离度以及空间辐射方向图等方面，提取并分析天线的各项核心电性能指标，验证其在 5G 微基站应用场景下的可行性。

阻抗匹配与带宽性能

天线端口的阻抗匹配特性是评估其射频能量传输效率的直接依据，在工程中通常利用电压驻波比（VSWR）与回波损耗（即 S 参数中的 $S_{11} / S_{22}$）来进行定量表征。在馈线系统特性阻抗 $Z_0$ 为 50 $\Omega$ 的标准下，天线输入端口处的电压反射系数 $\Gamma$ 可表示为输入阻抗 $Z_{in}$ 与 $Z_0$ 之间失配程度的函数[1]：

$$ \Gamma = \frac{Z_{in} - Z_0}{Z_{in} + Z_0} \tag{4.1} $$

由此可进一步推导出反映反射波与入射波叠加驻波效应的 VSWR，以及用分贝形式表征的端口回波损耗 $S_{11}\text{(dB)}$（或 $S_{22}\text{(dB)}$）：

$$ VSWR = \frac{1 + |\Gamma|}{1 - |\Gamma|} \tag{4.2} $$$$ S_{11} (\text{dB}) = 20 \log_{10} |\Gamma| \tag{4.3} $$

结合天线物理结构参数的系统扫描与微调，在天线剖面高度 9.2 mm（约对应中心频率处的 $0.11\lambda$）的条件下，提取了目标频段内的全波仿真曲线。

S 参数的频率响应曲线图4.1表明，在 3.3 GHz 至 4.0 GHz 的工作频带内，天线在 3.3 GHz 与 3.9 GHz 附近有两个谐振点。在两个谐振点的双凹陷作用下，天线两个正交极化端口的回波损耗 $\left| S_{11} \right|$ 与 $\left| S_{22} \right|$ 均平稳保持在 -10 dB 以下。

与此相对应，天线的电压驻波比（VSWR）曲线（图4.2）在工作频段前大幅下降至 2.0 以下，在工作频段后开始回升，在整个工作频段内始终低于 2.0。这一测试数据意味着天线在整个 5G N77 和 N78 频段内有效抑制了射频信号在端口处的反射，超过 90% 的高频能量被成功注入辐射体并转化为空间辐射，满足了现代通信基站对天线宽带阻抗匹配的基本工程指标[5]。

这种优良的宏观匹配现象，其原因在于天线输入阻抗 $Z_{in}$ 在宽频带内得到了合理的补偿。天线的输入阻抗是一个复数，包含表征能量转换与损耗的实部电阻，以及表征近场无功储能的虚部电抗[1]：

$$ Z_{in} = Re(Z) + jIm(Z) \tag{4.4} $$

通过提取 9.2 mm 剖面高度下的 Z 参数曲线图4.3可以直观地观察到，在 3.3-4.0 GHz 频段内，端口的等效输入电阻（$Z_{11}$ 与 $Z_{22}$ 的实部红线）整体平稳地围绕 50 $\Omega$ 上下波动。这印证了前文所述的折叠偶极子补偿机理：即便天线极度贴近金属反射板使得基础辐射电阻发生暴跌，引入的金属化通孔所构建的等效回路依然利用其自身的阻抗放大特性，将实部强行拉升并维持在了理想的匹配阻值区间[3]。

与此同时，输入电抗（$Z_{11}$ 与 $Z_{22}$ 的虚部绿线）曲线在目标宽频带内呈现出优异的平坦度，并始终贴近 0 $\Omega$。这表明扇形辐射臂外侧的环形窄微带发挥了预期的分布电感作用，其提供的感抗精准中和了由于天线与底部金属板近场耦合所产生的强烈容抗[7]。实部在 50 $\Omega$ 附近的有效拉升与虚部在频域内的双重归零，共同造就了该微基站天线在低剖面条件下的宽频带优异性能。

双极化端口隔离度分析

在现代移动通信系统中，双极化天线的两个独立端口通常接入多输入多输出（MIMO）系统的不同射频通道。为避免极化通道之间的信号串扰并维持高的信道容量，必须严格控制两端口间的电磁耦合程度，即要求天线具备极高的端口隔离度与纯净的交叉极化鉴别度[13]。

S21传输系数曲线分析

在微波多端口网络中，隔离度（Isolation）定义为从一个端口注入的可用功率与泄露到另一个端口的射频功率之比。在全波电磁仿真的 S 参数矩阵中，该指标通常用传输系数 $\left| S_{21} \right|$（或 $\left| S_{12} \right|$）的负值来表征：

$$ \text{Isolation (dB)} = -20 \log_{10} |S_{21}| \tag{4.5} $$

这一直观的参数表征了双馈电端口间的电磁耦合程度。对于典型的微基站天线，该值越小（即隔离度越高，通常要求传输系数低于 -20 dB 或 -30 dB），意味着两极化通道间的相互干扰越小[13]。

本课题所设计的天线采用了上下层交叉排列的双偶极子布局。从电磁场基础理论分析，当两个辐射偶极子围绕几何中心严格呈现 $\pm 45^\circ$ 高度对称布置时，它们在空间中激发的电场矢量相互正交，理论上两者的互阻抗趋于零。结合 HFSS 提取的宽带传输系数曲线可以直观地印证这一物理机制。在 3.3 GHz - 4.0 GHz 的目标频带内，天线的 $\left| S_{21} \right|$ 曲线始终保持在极低的下探水平，并未因剖面高度的剧烈压缩而发生恶化。仿真数据表明，该天线在工作频带内获得了极佳的隔离特性，其端口隔离度峰值甚至高达 55 dB。这种极微弱的电磁耦合意味着，当某一极化端口（如 $-45^\circ$ 极化端）被全功率激励时，泄露到另一极化端口（如 $+45^\circ$ 极化端）的能量微乎其微，为 MIMO 系统提供了高度解耦的射频前端环境。

辐射特性与空间方向图

在确认天线端口具备良好的宽带阻抗匹配与高极化隔离度之后，评估天线在自由空间中辐射电磁能量的方向性分布是基站天线设计的另一项核心任务。5G 微基站通常被部署于复杂的城市环境中，要求天线不仅要提供足够的覆盖增益，还必须具备稳定的波束宽度与良好的抗干扰辐射包络。本节将利用 HFSS 的远场辐射后处理模块，从三维全景空间与主平面二维切面两个维度，对天线的辐射特性进行详细分析。

三维（3D）峰值增益极坐标图分析

3D 增益极坐标图是天线空间辐射特性的全景呈现。在 HFSS 仿真中，利用色彩映射（Color Map）功能可以直观地展示射频能量在三维空间各维度的分布强度。这种空间辐射模型是评估低剖面天线定向辐射性能最直观的视觉依据。

为了量化评估天线将电磁波集中于特定方向辐射的能力，引入方向性系数 $D$ 与最大增益 $G$。根据天线经典理论，在忽略介质与导体损耗的近似条件下，天线的增益与两正交主平面内的半功率波瓣宽度（HPBW）存在如下的经典工程近似关系[1]：

$$ G \approx D \approx \frac{41253}{\theta_{HP} \cdot \phi_{HP}} \tag{4.6} $$

式中，$\theta_{HP}$ 和 $\phi_{HP}$ 分别为相互正交的两个主平面（通常为 E 面和 H 面）内的半功率波瓣宽度，单位为度（$^\circ$）；常数 41253 代表整个球面所张的平方度数。

提取天线在 $3.65 \text{ GHz}$ 的 3D 极坐标增益图4.5可以一目了然地观察到，天线的主瓣指向精准地垂直于金属反射板（即 $+Z$ 轴方向，天顶角 $\theta = 0^\circ$ 处），峰值增益 $\text{Peak Gain} > 9 \text{ dBi}$。三维辐射包络呈现出优异的空间对称性，未出现明显的波束倾斜或畸变现象。

由峰值增益-频率图4.6可知，在 3.3 GHz - 4.0 GHz 的工作带宽内，仿真提取的峰值增益在整个频带内保持平稳，没有因为剖面高度的压缩而出现增益陡降，完全能够满足 5G 微基站对定点区域覆盖的增益需求[5]。

主平面二维辐射方向图分析

虽然 3D 图提供了直观的空间能量分布，但要精确提取波束控制参数，仍需依赖主平面的二维极坐标方向图（即增益雷达图）。结合双极化天线 $\pm 45^\circ$ 的交叉对称布局，重点提取并分析天线在 $\Phi = 0^\circ$ 与 $\Phi = 90^\circ$ 两个互相垂直主切面上的增益雷达图。

在低频谐振点附近（如 3.4 GHz）与带内中心频点（如 3.65 GHz）处，两极化端口独立激励时测得的二维辐射方向图与表现出高度的一致性。在 $\Phi = 0^\circ$ 与 $\Phi = 90^\circ$ 切面上，主极化方向图的波束轮廓光滑且对称，说明交叉扇形偶极子与末端折叠通孔的几何对称性得到了完美的电磁映射。随着频率向 3.9 GHz 攀升，尽管辐射体电尺寸相对波长变大，但在等效分布电感与折叠回路的约束下，波束并未发生严重的分裂（裂瓣）现象[4]，辐射方向图在整个宽频带内保持了极高的稳定性。这是评估天线定向辐射性能对称性、验证双极化空间覆盖无盲区的核心定量依据[3]。

半功率波瓣宽度与前后比验证

为了实现蜂窝网络扇区的有效覆盖和降低小区间干扰，微基站天线的波束形状受到严格规范。其中，水平面（H 面）的半功率波束宽度（HPBW）以及抑制后向辐射的前后比（Front-to-Back Ratio, FBR）是两项关键验收指标。

半功率波瓣宽度即辐射场强下降至最大值 $0.707$ 倍（或功率密度下降 3 dB）时对应的张角。从 $\text{Phi} = 0^\circ$ 与 $\text{Phi} = 90^\circ$ 的极坐标数据中提取的 HPBW 随频率的波动极小。在整个 N77/N78 频段内，主切面的半功率波瓣宽度基本稳定在 $65^\circ \pm 5^\circ$ 的经典基站天线波束要求区间内[5]。这一平稳的波束宽度确保了微基站在宽带信号传输中，边缘用户的接收电平不会发生剧烈起伏。

此外，天线的前后比定义为主瓣最大辐射方向与相反方向（即后向 $180^\circ$）辐射功率密度之比，其分贝形式可表示为[1]：

$$ FBR (\text{dB}) = 10 \log_{10} \frac{S_{max}(0^\circ)}{S_{max}(180^\circ)} \tag{4.7} $$

式中，$S_{max}(0^\circ)$ 为天线正前方主瓣的峰值功率密度，$S_{max}(180^\circ)$ 为天线正后方的漏射功率密度。

在本文的结构中，底部尺寸为 $100\text{ mm} \times 100\text{ mm}$ 的理想金属反射板起到了至关重要的屏蔽作用。尽管天线剖面低至 9.2 mm，但雷达极坐标图的下半区域（即背向区域）场强被极大地压制。从雷达增益图4.7可以看出，在整个工作频段内天线的前后比均优于 20 dB。极低的后向辐射副瓣不仅大幅提升了前向主波束的覆盖增益，还有效避免了对同基站塔杆背侧其他通信设备的电磁干扰，达成了优秀的定向辐射性能[3]。

表面电流分布可视化分析

天线的宏观电性能（如宽频带阻抗匹配与高增益）本质上是由其微观的表面射频电流分布所决定的。为了从电磁物理机制的底层直观揭示本设计中交叉扇形偶极子与折叠通孔结构的宽带工作原理，本节借助 HFSS 场叠加与后处理模块，提取了天线主辐射体在不同谐振频点处的表面矢量电流分布（Surface Current Distribution）。

根据电磁场基本边界条件，在理想电导体（PEC）表面，射频表面电流密度矢量 $\boldsymbol{J}_{surf}$ 与表面切向磁场强度矢量 $\boldsymbol{H}$ 之间满足如下关系[1]：

$$ \boldsymbol{J}_{surf} = \hat{n} \times \boldsymbol{H} \tag{4.8} $$

式中，$\hat{n}$ 为垂直于导体表面向外的单位法方向矢量。通过对 $\boldsymbol{J}_{surf}$ 的幅值与矢量方向进行可视化追踪，可以精确反演出电磁波在复杂天线结构中的流动路径与谐振模式。

结合 4.1 节中提取的 S11 阻抗匹配曲线，该微基站天线在 3.3-4.0 GHz 频段内呈现出双频谐振特性。以下分别选取低频谐振频点附近频点（3.4 GHz）与高频谐振频点附近频点（3.9 GHz），展开详细分析。

低频谐振点表面电流分布

当工作频率为低频谐振点（3.4 GHz）时，天线处于基模谐振状态。观察 HFSS 导出的表面电流矢量分布图3.3(a)可以发现，射频电流的能量高度集中于被激励的偶极子表面。电流从中心的集总馈电端口出发，主要呈现出沿着扇形辐射臂的极径方向（即纵向长度方向）向外发散流动的特征。

在到达扇形贴片的最外侧边缘后，强烈的表面电流并未发生截断，而是平滑地汇入边缘延伸出的环形窄微带中，并顺着金属化通孔（Via）垂直向下流向底层的交叉辐射臂。这一清晰的矢量路径直观地证明了前文的理论设想：在较低剖面（9.2 mm）引起的强容性互耦环境下，通过“边缘窄微带+垂直通孔”的物理构造，成功引导了射频电流的纵向回流，从而构建出了一个等效的折叠偶极子回路[3]。这种长路径的折叠回流不仅使得天线在较低频率处获得了充分的电长度，更利用折叠偶极子固有的阻抗倍增效应，有效地拉升了暴跌的辐射电阻。

高频谐振点表面电流分布

随着工作频率升高至高频谐振点附近（3.9 GHz），电磁波的工作波长变短，天线的表面电流分布模式发生了显著的改变。由于本设计中采用了张角高达 $133^\circ$ 的超大扇形辐射臂，贴片的横向物理宽度达到了能够支持高频谐振的电尺寸。

提取 3.9 GHz 处的电流分布图3.4(b)可以清晰地观察到，强烈的表面矢量电流不再单纯地沿着极径方向向外扩散。相反，大量的射频电流在扇形贴片的中前段发生大面积偏转，沿着扇形贴片的横向弧长边缘（即宽度方向）往复流动，并在贴片内部形成了明显的局部回环[3]。这种强烈的横向电流分布意味着，大张角扇形结构成功激发出了一条垂直于原基模路径的高次模谐振路径。

在此高频状态下，天线的等效谐振长度主要由扇形边缘的横向展开宽度决定[14]。横向高频谐振模式的成功激发，无缝衔接了由极径方向主导的低频谐振模式。两个相距不远的谐振频点相互叠加并展宽，辅以边缘分布微带提供的感抗补偿，最终共同促成了该双极化天线在极低剖面下覆盖整个 5G N77/N78 核心频带的优异性能。

本章小结

本章基于 HFSS 全波电磁仿真软件，对优化后的低剖面宽带双极化基站天线进行了系统的性能评估与物理机理验证。首先，通过分析回波损耗与输入阻抗曲线，验证了天线在 $0.11\lambda$ 的低剖面下，凭借等效折叠通孔与分布微带的寄生补偿作用，在 3.3-4.0 GHz 频段内实现了较好的宽带阻抗匹配与低驻波比（VSWR $<2.0$）。其次，提取了极化通道间的传输系数，证明了 $\pm 45^\circ$ 正交交叉布局带来的高隔离度与高极化纯度。在空间辐射特性方面，三维与二维增益方向图表明天线在目标频带内方向图主瓣稳定、半功率波瓣宽度合规且前后比优异，满足微基站的定向覆盖需求。最后，通过可视化表面矢量电流分布，直观揭示了扇形贴片在低频段的极径方向谐振与高频段的横向边缘谐振双模工作机理。各项仿真与理论分析高度吻合，证明本设计完全达到了预期的电性能工程指标。

第五章 未来展望与总结

在中期考核完成并成功验证本天线在 3.3-4.0 GHz 频段内的宽带匹配与高隔离性能后，本课题的后期工作重心逐渐转移至探寻进一步压缩天线剖面高度。为此，开展了两种维度的结构演进尝试：一是替换外部电磁环境，引入人工磁导体（AMC）作为底板；二是从辐射体自身出发，尝试构建双折合振子以获取更高的初始输入阻抗。本章将简单论述这两项探索性工作中的尝试过程、遇到的工程难点与瓶颈，并在此基础上对未来的优化方向进行展望。

进一步降低剖面的探索与尝试

基于人工磁导体（AMC）反射板的集成尝试

当偶极子极度靠近理想电导体（PEC）时，镜像电流的反相相消作用是导致阻抗暴跌的根源。若能将反射板替换为人工磁导体（Artificial Magnetic Conductor, AMC），利用其在高阻抗频带内提供 $0^\circ$ 反射相位的特性，理论上可以彻底打破 $\lambda/4$ 的高度限制[9]。

为此，本阶段在 HFSS 软件中独立搭建了周期性 AMC 单元模型。为了寻找与天线中心频率相匹配的超表面，设定主频为 3.65 GHz，利用周期性边界条件（Master/Slave）与 Floquet 端口对网格化单元进行了全波仿真，成功提取了该结构的反射相位（Reflection Phase）曲线[16]。

在将优化后的 AMC 单元扩展为有限大阵列并与天线进行初步集成仿真时，遇到了难以调和的电磁与工程矛盾。

在查阅AMC相关论文后，我首先尝试了最早期的蘑菇状结构。经典的蘑菇状结构（Mushroom-like AMC）虽然容易实现紧凑设计，但在天线近场强耦合下，金属过孔周围会激发出高度集中的寄生电流。仿真发现，这些强电流在标准的 FR4 基板中转化为了显著的欧姆与介质热损耗，导致天线整体的辐射效率与峰值增益出现严重滑坡。

为了规避通孔损耗，后续尝试了无过孔的周期性贴片 AMC 结构。尽管增益有所回升，但无过孔结构的同相反射带宽（通常定义为反射相位在 $+90^\circ$ 到 $-90^\circ$ 之间的频段）远窄于蘑菇状结构[16]。提取的反射相位曲线斜率过于陡峭，完全无法覆盖 3.3-4.0 GHz 宽达 700 MHz 的 5G N77/N78 频段。

为了拓宽 AMC 的频带，学术界常规的手段是采用多层谐振贴片级联。然而，引入多层 AMC 结构将不可避免地大幅增加反射板自身的物理厚度，这与本课题力求“压缩基站天线绝对高度”的核心目标背道而驰。

基于双折合振子结构的高阻抗演进尝试

鉴于改变外部边界条件的 AMC 方案受限，另一条技术路线是继续深度改造天线自身结构。前文已论证，单次折叠偶极子回路能够将输入阻抗放大 4 倍。在此理论基础上，设想参考经典的 RFID 双折合振子天线机理，在现有天线辐射臂内部再嵌套一层等效回路，构成“双折合振子”，期望通过 $4^2 = 16$ 倍的阻抗拉升效应来对抗极低剖面下的阻抗骤降[3]。

在对原模型进行结构演变时，又出现了的印制电路板（PCB）加工工艺与分布参数限制。

要在物理空间内实现复杂的双折合交叉回路，且避免两路正交极化信号发生短路，必须采用多层 PCB 进行空间立体走线。如果仅连接一半的金属通孔来妥协走线空间，天线严格的几何对称性将被彻底破坏，这不仅导致空间辐射方向图发生畸变，更使得交叉极化鉴别度与双端口隔离度急剧下降。

若要完整实现全对称的双折合连接，至少需要 4 至 6 层的 PCB 层压结构，这在实际微基站量产中面临极高的成本障碍。更关键的是，若在不增加 FR4 介质板整体厚度（1.6 mm）的前提下强行塞入多层内部铜箔，层间距离的急剧缩短将引入极大的寄生电容（容抗）。这种强容性加载导致天线的整体谐振频率大幅向低频偏移，严重脱离了预定的目标频段。此外，FR4 材料较大的损耗正切角（$\tan\delta = 0.02$）使得深埋于介质内部的高频电流被大量耗散，天线的整体辐射效率跌至工程可接受的下限之外[7]。

未来展望

上述对极低剖面极限的探索虽然在现有成本与材料限制下未达到完美的宽带电性能，但深刻揭示了 5G 基站天线在走向极致微型化时所面临的多物理场耦合瓶颈。针对本课题设计中留下的优化空间，提出以下未来研究展望：

（1） 引入低损耗高频射频板材进行多层设计 \ 双折合振子结构在理论上具有极高的阻抗补偿潜力，其在本文中的失败主要受制于 FR4 材料的高损耗与布线空间。未来可尝试采用 Rogers 或聚四氟乙烯（PTFE）等极低损耗的高频层压板料。通过高精度的多层盲埋孔工艺，在确保天线严格对称解耦的前提下，释放双折合回路的高阻抗特性，有望进一步突破 $0.11\lambda$ 的剖面高度。

（2） 探索宽带超表面与频率选择表面（FSS）的异构集成 \ 针对单层 AMC 带宽不足的难题，未来可融合频率选择表面（FSS）与非均匀超表面技术[6]。通过在金属反射腔底部或天线辐射体周围蚀刻不同谐振尺寸的混合周期单元，激发相互祸合的多模表面波，从而在不明显增加物理厚度的情况下展宽 AMC 的 $0^\circ$ 反射相位带宽。

结论

针对现代移动通信微基站天线对小型化、低剖面化的实际需求，本课题在导师的指导下，完成了一款面向 5G N77/N78 频段（3.3 GHz - 4.0 GHz）低剖面宽带双极化基站天线的初步设计、仿真与机理分析工作。

在理论分析与结构设计阶段，本文探讨了传统天线在低剖面条件下的阻抗失配问题[7]。基于现有的交叉扇形偶极子结构，通过在辐射臂末端引入环形窄微带与金属化通孔，在 1.6 mm 的高度内构造了等效折叠偶极子回路[3]。利用折叠偶极子的阻抗放大特性[12]及微带的分布电感，在一定程度上改善了天线在贴近金属反射板时的输入阻抗特性。

在电磁建模与全波仿真阶段，利用 HFSS 软件对该天线进行了参数化扫描与性能提取。仿真结果表明，在剖面高度被压缩至 9.2 mm（约对应中心频率的 $0.11\lambda$）的条件下，天线在 3.3-4.0 GHz 频段内驻波比（VSWR）均低于 2.0，实现了较好的宽带匹配。同时，得益于天线高度对称的 $\pm 45^\circ$ 正交交叉布局，双端口隔离度（$\left| S_{21} \right|$）满足基站天线的基本工程要求[13]。在空间辐射方面，天线的水平面半功率波瓣宽度保持在 $65^\circ \pm 5^\circ$ 范围内[5]，配合金属底板实现了稳定的定向辐射。

此外，本文结合表面电流分布图，初步验证了扇形贴片激发双模谐振的宽带工作机理。在课题后期，本文也曾尝试引入人工磁导体（AMC）超表面[9]与双折合振子结构来进一步降低天线剖面。但受限于 FR4 介质板的高频损耗以及多层 PCB 走线带来的寄生电容等实际问题，这部分工作未能取得理想的宽带优化结果，其面临的物理瓶颈也可为后续进行天线改版提供了一定的参考教训。

综上所述，本毕业设计经过理论学习、三维建模与仿真优化，完成了一款基本满足 5G 频段指标要求的低剖面基站天线设计。各项主要电性能指标均达到了课题预期的目标。本次毕业设计不仅巩固了本人的电磁场与天线专业理论知识，也极大地锻炼了独立查阅文献与运用高频仿真软件解决实际工程问题的能力。

参考文献

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致谢

随着本篇毕业论文的完稿，我的本科生涯也即将画上圆满的句号。回首过去数月的课题研究与论文撰写过程，我心中充满了不舍与感激之情。

在此，我要向我的指导老师——黄河副教授，致以最深切、最诚挚的谢意。本课题《低剖面天线的研究与设计》正是脱胎于黄老师在该领域的前沿研究成果。在整个毕业设计期间，黄老师对我倾注了大量的心血与耐心。从开题初期的基础理论学习、文献查阅，到中期阶段 HFSS 仿真软件的实操建模，再到论文撰写时的逻辑梳理与数据图表规范，黄老师始终给予我悉心的指导与毫不保留的帮助。

特别是在课题攻坚阶段，当我在探索引入人工磁导体（AMC）来进一步压缩天线剖面而遭遇严重阻抗与损耗瓶颈、一度感到迷茫时，是黄老师及时为我指点迷津。她引导我转换思路，提出了借鉴双折合振子结构来提升输入阻抗的宝贵建议。尽管受限于现实的 PCB 工艺与材料的耗损，这些尝试最终未能获得完美的宽带数据，但黄老师严谨求实的治学态度，以及她深厚的电磁场与天线学术造诣，极大地拓宽了我的视野。黄老师的言传身教，不仅帮助我顺利跨越了毕设道路上的重重难关，让我真正体会到了工程探索的艰辛与魅力，更培养了我独立思考与解决复杂工程问题的能力。

我还要特别感谢西安电子科技大学空间科学与技术学院的各位授课教师。正是你们在过去四年里兢兢业业的教学，为我打下了扎实的数理与电磁学基础，使我能够顺利完成本次天线设计任务。

同时，感谢钱学森空间科学实验班的同学们，能够与这些光彩夺目的青年才俊同窗四年是我的幸运。在学业上，无论是挑灯夜战的期末备考，还是遇到专业难题时的热烈探讨，你们总能给我带来灵感与无私的帮助。然而，让我获益更深、感触更广的，是咱们班级那份积极向上、求真务实、勇于探索的浓厚氛围。在这个充满朝气与航天情怀的集体中，大家对未知世界的好奇心和对科研的热忱无时无刻不在感染着我、鞭策着我。正是这种不可多得的同侪力量与班级凝聚力，潜移默化地塑造了我的治学态度，支撑着我度过了遇到瓶颈时的自我怀疑，让我在四年的青春岁月里不仅收获了扎实的专业知识，更收获了砥砺前行的勇气与受用终生的品格。

在此，我也向我的家人表达最深的感恩。感谢你们二十多年如一日的无私付出与默默支持，是你们的包容与鼓励，让我能够安心地求学与成长。

最后，向所有在百忙之中抽出时间审阅本论文、参加答辩的各位专家与老师，致以崇高的敬意与诚挚的感谢！